Тюнинг переходных отверстий печатных плат

Давайте поговорим про проектирование переходных отверстий — для серьёзной электроники их качество очень важно. В начале статьи я осветил факторы, влияющие на целостность сигнала, а потом показал примеры расчёта и тюнинга импеданса одиночных и дифференциальных переходных отверстий.


Всем привет, меня зовут Вячеслав. Я занимаюсь разработкой печатных плат 5 лет, и за это время не только прочитал множество правил и рекомендаций по трассировке, но и находил первоисточники и работал с ними.

В сложных вычислительных системах, которые разрабатывает компания YADRO, высокоскоростные сигналы на пути от передатчика к приёмнику преодолевают значительные расстояния, проходя сквозь несколько плат и делая десяток межслойных переходов. В таких условиях, каждое небрежно спроектированное переходное отверстие будет вносить свой небольшой вклад в ухудшение сигнала, и в результате интерфейс может не заработать.

Целостность сигнала

Переходные отверстия (далее п/о, англ. via) представляют собой неоднородности в линии передачи. Как и другие неоднородности, они портят сигнал. Этот эффект слабо выражен на низких частотах, однако с увеличением частоты значительно возрастает. Часто разработчики уделяют незаслуженно мало внимания структуре переходных отверстий: они могут быть скопированы из «соседнего» проекта, взяты из даташита или вообще не заданы в САПР (настройка по умолчанию).

Перед тем как использовать рассчитанную структуру, необходимо понять, почему её сделали именно такой? Слепое повторение может только навредить.

На целостность сигнала в канале при прохождении через переходные отверстия главным образом влияют следующие факторы:

• отражения сигнала из-за изменения волнового сопротивления;
• деградация сигнала вследствие паразитной ёмкости и индуктивности;
• отражения от неиспользуемого отрезка п/о при переходе на внутренний слой (далее стаб от англ. via stub);
• перекрёстные помехи (англ. Cross talks);
• помехи в шинах питания.

Рассмотрим подробнее причины этих эффектов и методы их устранения.

Фактор 1. Волновое сопротивление п/о

В идеально спроектированной плате волновое сопротивление не меняется на всем протяжении трассы, в том числе и при переходе на другой слой. В реальности это обычно выглядит примерно так:

Рисунок 1. Изменение волнового сопротивления при переходе на другой слой.

Чем лучше согласованы волновые сопротивления, тем меньше будет отражение сигнала. Как же повлиять на это?

Рассмотрим структуру п/о на плате [1].

Рисунок 2. Структура п/о на плате.

Изменяя элементы п/о, мы изменяем волновое сопротивление перехода. Наша цель – согласовать импеданс переходной структуры с импедансом проводников для минимизации отражений. Рассмотрим, как изменится импеданс при изменении элементов структуры п/о.

Фактор 2. Паразитная индуктивность и ёмкость

Проводники на печатной плате можно изготовить с волновым сопротивлением, лежащим в широком диапазоне, однако чаще всего это 50 Ом. С одной стороны, это связано с исторической преемственностью: импеданс 50 Ом был стандартизирован для коаксиальных кабелей как компромисс между уровнем нагрузки драйвера и потерей энергии сигнала. С другой стороны, 50-Омный проводник легко изготовить на типовой плате.

Для разработчика важным является не столько конкретное значение волнового сопротивления, сколько его постоянство на всём протяжении линии передачи.

Для того, чтобы сделать линию передачи с фиксированным значением волнового сопротивления, разработчик подбирает ширину дорожки и расстояние до опорного слоя, т.е. меняет погонную ёмкость и индуктивность линии передачи до определённой величины.

В п/о индуктивная составляющая довольно значима. В первом приближении, мы должны, в рамках разумного, максимально снизить паразитную индуктивность, а затем менять параметры п/о для достижения заданной емкости, и соответственно импеданса.

Чрезмерное уменьшение ёмкости п/о будет причиной локального повышения импеданса и, как следствие, отражений сигнала.

Фактор 3. Via stub

Что происходит, когда сигнал проходит через переходное отверстие со стабом?

Рисунок 3. Переходное отверстие со стабом, резонанс на ¼ длины волны.

В нашем примере сигнал распространяется сверху вниз со слоя Top. Дойдя до внутреннего сигнального слоя, сигнал разделяется: часть движется вдоль трассы на внутреннем слое, а часть продолжает движение вниз по переходному отверстию, затем отражается от слоя Bottom. После того, как отражённый сигнал достиг внутреннего слоя, он снова разделяется, часть движется вдоль трассы, а часть возвращается к источнику.

Отражённый сигнал будет суммироваться с исходным и искажать его, что будет выражаться в сужении окна на глазковой диаграмме, и увеличении уровня вносимой потери (англ. Insertion Loss).

В худшем случае, отрезок TD окажется равным ¼ длины волны сигнала, тогда отражённый сигнал достигнет трассы на внутреннем слое с задержкой в половину периода, наложившись на исходный сигнал в противофазе.

При анализе целостности рекомендуется рассматривать полосу пропускания шириной 5 частот Найквиста. Хорошим приближением будет считать приемлемым стаб, дающий резонанс на 7 гармонике и выше [2].

Рисунок 4. График уровня вносимых потерь для п/о со стабами 0, 0.65, 1.2 мм.

На рисунке 4 изображён огромный резонанс на частотах около 24 ГГц. Мы можем сделать вывод, что, если наш сигнал работает на частоте 2–3 ГГц, мы можем себе позволить не устранять стаб, поскольку в пределах 7 гармоник «всё спокойно».

Произвести быструю оценку критичности стаба можно в калькуляторе Polar:


Рисунок 5. Изображение с сайта polarinstruments.com. Длина стаба 2.5 мм допустима для сигналов с временем нарастания более 500 пс.

Чуть более точный результат дают формулы, приведённые в статье [2]. Они учитывают геометрию п/о и позволяют рассчитать поправку для диэлектрической проницаемости диэлектрика по оси Z.

Устранить стаб можно с помощью операции «обратное высверливание» (англ. Backdrilling), либо используя микропереходы (англ. blind and buried vias). Выбор зависит от особенностей проекта. Обратное высверливание проще и дешевле. После изготовления платы, сверлом большего диаметра стаб высверливается на заданную глубину. От разработчика требуется задать дополнительные отступы топологии в зоне высверливания, а также доступно для производителя указать требования по высверливанию в конструкторской документации. Современные САПР поддерживают данный функционал.

Микропереходы в первую очередь предназначены для плат высокой плотности (англ. HDI), однако в некоторых случаях их можно использовать, нивелировав дороговизну отказом от обратного высверливания и снижением количества слоёв на плате. При разработке плат HDI следует помнить некоторые особенности:

• каждый новый тип п/о увеличивает стоимость платы;
• для лазерного сверления используются специальные оптимизированные препреги, свойства которых могут отличаться;
• металлизация глухих отверстий увеличивает толщину меди на внутренних слоях.

Крайне рекомендуется заранее согласовать структуру платы с изготовителем.

Фактор 4. Перекрёстные помехи

Перекрёстные помехи – нежелательная передача сигнала из одной линии в соседнюю. Эта передача происходит, потому что два близко расположенных проводника имеют ёмкостную и индуктивную связь.

Характер перекрёстных помех сигнальных проводников и п/о немного отличается.
В п/о у сигнала нет опорного слоя, возвратные токи текут по соседним п/о, образуя большую петлю. Перекрёстные помехи сигналов в п/о обусловлены индуктивной составляющей.

Наибольшего эффекта по минимизации перекрёстных помех можно достичь, увеличив расстояние между п/о. Однако часто тополог не располагает большим пространством.
Сближение п/о в дифференциальной паре не только уменьшает занимаемую площадь, но и положительно сказывается на помехоустойчивости [3].

Общепринятый способ по минимизации перекрёстных помех между соседними сигнальными п/о — поместить экранирующее п/о между ними. При таком способе потребуется вести сигналы с шагом около 2 мм (Рисунок 6). Если места недостаточно, можно использовать меньший шаг со сдвигом (англ. Staggered pattern), как на рисунке 7. С помощью моделирования можно подобрать идеальный угол сдвига [4].

Рисунок 6. Минимизация перекрёстных помех с помощью экранирующего п/о.

Рисунок 7. Минимизацию перекрёстных помех с помощью диагонального «шахматного» сдвига.

Перекрёстные помехи можно также снизить экзотическими методами, например, длинным стабом (за счёт смещения индуктивно-ёмкостного баланса п/о) [5]. Также помехи можно уменьшить на стадии проектирования корпуса микросхемы [6].

Фактор 5. Помехи в шинах питания

Помимо соседних сигнальных цепей, на качество сигнала могут оказывать помехи из внутренних слоёв.

По полигонам питания могут протекать большие токи. В силу увеличения индуктивности у краев полигонов, протекающие токи формируют краевые поля (англ. Fringing fields) по всем границам полигона, в том числе и в вырезах. Краевые поля являются источником электромагнитного излучения (англ. Edge-fired emission) в пространство. Для снижения эмиссии электромагнитного излучения, применяется правило 20H (Рисунок 8), который заключается в сужении полигона питания по отношению к полигону земли.

Рисунок 8. Краевые поля и правило 20H.

Для защиты п/о от помех, если есть возможность, необходимо увеличивать антипад на полигонах питания. Правило 20H для п/о обеспечить трудно, да и излишне, обычно рекомендуется антипад диаметром около 2 мм (Рисунок 9).

Рисунок 9. Увеличенный антипад на слоях питания

Расчёт импеданса одиночных переходных отверстий

Основываясь на знаниях о влиянии элементов п/о на импеданс, мы можем спроектировать своё идеальное п/о. Отличным стартом будет расчёт импеданса в калькуляторе.

У инженеров, связанных с разработкой печатных плат, популярны такие калькуляторы как Saturn PCB Design Toolkit и Polar Instruments Si9000e. Оба они позволяют быстро рассчитать импеданс одиночного п/о.

Результат полученный в данных калькуляторах сильно отличается друг от друга. Это связано с тем, что у этих инструментов разный подход.

Polar cчитает импеданс в двухмерной плоскости, где п/о пересекает полигон питания. Формулы расчёта не приведено. Опытным путём было установлено, что расчёт производится по формуле импеданса коаксиального кабеля:

Рисунок 10. Изображение с сайта polarinstruments.com

На иллюстрации указано достаточно низкое значение диэлектрической проницаемости Er1, по сравнению со стандартным. Это связано с неоднородностью структуры диэлектрика: он состоит из смолы (Er 3.2) и нитей стекловолокна (Er 6.1), поэтому имеет среднюю диэлектрическую проницаемость около 4.1. Это значение может довольно сильно локально изменяться. Так, вблизи п/о преобладает смола, поэтому значение диэлектрической проницаемости пересчитано в сторону уменьшения [7].

Saturn PCB считает импеданс по формуле:

При изменении длины п/о, значения индуктивности и ёмкости изменяются непропорционально, импеданс изменяется. Импеданс точно такого же п/о длинной 1.6 мм, Saturn PCB рассчитывает, как 128 Ом! (Рисунок 11)

Рисунок 11. Расчёт п/о в программе Saturn PCB Design Toolkit.

Сразу возникает вопрос: кому верить?

Промоделируем в трёхмерном решателе электромагнитных полей (англ 3D Solver), как это будет выглядеть на реальной 8-слойной плате толщиной 1.6 мм (Рисунок 12)

Рисунок 12. Структура перехода между слоями с отверстием для возвратного тока.

В нашем случае импеданс получился около 70 Ом. Приблизив возвратное п/о, можно добиться снижения ещё на 5 Ом. «Поиграв» с размером антипада, можно довольно точно подогнать импеданс к целевому значению (Рисунок 13).

Рисунок 13. Импеданс цепи с п/о на временной диаграмме.

В частотной области «лучшие» параметры выражаются в меньшем значении коэффициента отражения от входа (Рисунок 14).

Рисунок 14. Параметры одиночных п/о в частотной области.

Расчёт Polar оказался ближе к полученному результату. Возможно, для получения адекватного результат в Saturn PCB, требуется ввести поправки. Если у кого-то есть положительный опыт расчёта импеданса в Saturn, поделитесь в комментариях!

Расчёт импеданса дифференциальных переходных отверстий

Расчёт дифференциальных п/о аналогичен одиночным, за исключением того, что теперь у нас нет калькулятора: указанные выше инструменты не считают дифференциальные п/о. Также, теперь мы можем дополнительно изменять шаг п/о в диф. паре.

Структуру возьмём ту же: 8-слойную плату толщиной 1.6 мм. Рассмотрим 9 конфигураций п/о (Рисунок 15).

Первые 3 п/о имеют зазоры 0.125 мм и отличаются лишь расположением отверстий для возвратного тока. Все п/о с 4 и далее имеют шаг 1 мм. П/о с 6 и далее имеют увеличенный антипад (0.250 мм) и отличаются отступом отверстий для возвратного тока.

Рисунок 15. Переходные отверстия.

Рассмотрим график импеданса (Рисунок 16).

Рисунок 16. Импеданс п/о во временной области.

На графике хорошо виден «горб», который соответствует вертикальному отрезку п/о — «стакану» (англ. Via barrel).

Рассмотрев частотную зависимость коэффициента отражения VIA1-3 (Рисунок 17), видим, что несмотря на хорошие показатели на целевой частоте 6 ГГц, имеется резонанс на более низких частотах. Предпочтительней улучшить via7-9, а если не получится, то via4-5, чтобы уменьшить «горб» за счёт сдвига графиков вправо.

Рисунок 17. Коэффициент отражения от входа п/о.

Уменьшим антипад у VIA9, чтобы получить зазоры 0.125 мм. Для VIA4 уменьшим шаг п/о до 0.75 мм и рассмотрим полученный результат (Рисунок 18).

Рисунок 18. Сравнение импеданса модифицированных п/о.

В частотной области виден сдвиг графика коэффициента отражения от входа вправо (Рисунок 19).

Рисунок 19. Сравнение коэффициента отражения модифицированных п/о.

Заключительные рекомендации

Переходные отверстия в печатных платах — это сложная и неоднородная структура. Для корректного расчёта параметров необходимы дорогие 3D решатели, компетенции и значительные затраты времени.

Если нет возможности избежать использования переходов критических сигналов на другие слои, необходимо прежде всего оценить степень влияния возникших неоднородностей на целостность сигналов. Если неоднородность электрически короткая (время задержки менее 1/ 6 фронта), стаб резонирует на частотах, находящихся за пределами полосы пропускания — нет смысла тратить время и деньги на оптимизацию.

В первом приближении удобно использовать готовые структуры из даташитов или предыдущих плат, но помнить об особенностях текущего проекта.

Калькуляторы позволяют быстро оценить параметры п/о, однако используют сильно упрощённые модели, негативно влияющие на результат.

Список литературы

1. Chin, T. Differential pairs: four things you need to know about vias. Retrieved from TI E2E Community: https://e2e.ti.com/blogs_/b/analogwire/archive/2015/06/10/differential-pairs-four-things-you-need-to-know-about-vias#
2. Simonovich, B. Via Stubs Demystified. Retrieved from Bert Simonovich's Design Notes: https://blog.lamsimenterprises.com/2017/03/08/via-stubs-demystified/
3. Demystifying Vias in High-Speed PCB Design. Retrieved from Keysight Technology: https://www.keysight.com
4. K. Aihara, J. Buan, A. Nagao, T. Takada and C.C. Huang, “Minimizing differential crosstalk of vias for high-speed data transmission,” in Proc. 14th Elect. Perform. Electron. Packages and Systems, Portland, OR, Oct. 2014.
5. C.M. Nieh and J. Park, “Far-end Crosstalk Cancellation using Via Stub for DDR4 Memory Channel,” in Proc. 63rd Electronics Components and Technology Conference, Las Vegas, NV, May 2013, pp. 2035-2040.
6. H. Kanno, H. Ogura and K. Takahashi, “Surface-mountable Liquid Crystal Polymer Package with Vertical Via Transition Compensating Wire Inductance up to V-band,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Philadelphia, PA, June 2003, pp. 1159-1162.
7. Via Pad / Anti-Pad Impedance Calculation. Retrieved from Polar instruments https://www.polarinstruments.com/support/si/AP8178.html

Автор: Вячеслав Чупров

Источник